标准规范下载简介
GB／T 5095.2507-2021 电子设备用机电元件 基本试验规程及测量方法 第25-7部分：试验25g：阻抗、反射系数和电压驻波比（VSWR）.pdf5.25072021/IEC6051
附录A （规范性附录） 测量系统上升时间 当确定测量系统的上升时间时，建议在TDR或示波器上的时间刻度设定为大的时间间隔设置，以 确保任何振铃或其他短期干扰的影响不会改变测量的0%和100%电平
当确定测量系统的上升时间时，建议在TDR或示波器上的时间刻度设定为大的时间间隔设置 保任何振铃或其他短期干扰的影响不会改变测量的0%和100%电平。
0%和100%电平时，上冲峰突和下冲峰突可忽略不计
山西某博物馆地基处理振动碎石桩工程施工组织设计_secret图A.1上升时间测量点示例
俞出示例，2条曲线（不同上升时间）以及样品的起
图A.3分析仪输出示例.阻抗与频率对数曲线
B.1当进行某些测量时，能够及时确定试验装置内样品的近端（“起始”）和远端（“终止”）是非常重要 的。样品的近端（“起始”）和远端（“终止”）可通过测量装置单独的近端传输延迟、装置单独的远端传输 延迟和装有样品装置的传输延迟来确定。当采用印制电路板装置时，此方法是有效的。 B.2将TDR设备与C.2.1.1中所述的标准线路近端连接。观测显示器上TDR阻抗曲线急剧下降的 时间。记录该时间作为样品近端的时间位置。 B.3将TDR设备装有样品的装置相连接，并测量传输延迟。 B.4将TDR设备与C.2.1.1中所述的标准线路远端相连接。观测显示器上TDR阻抗曲线急剧下降 的时间。样品远端的时间位置为装有样品装置的传输延迟减去该值 注：在"TDR模式"中显示的传输延迟为实际值的两倍。在“TDT模式”中传输延迟等于实际值
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C.1.1设备的校准，应使用可追溯的校准阻抗标准作为参考基线。具体的设备校准应根据制造商的说 明进行。但是，应注意用于该校准程序的有关标准和其他装置。 注：本部分中采用的术语“校准”不要与工厂设备的周期性校准混淆。本部分采用的校准意在使装置具有某种特 性，以便在进行“装置加样品”的测量时，能单独精确地确定样品的特性。 C.1.2可能时，装置应设计成能使校准标准的附件尽可能靠近样品。装置机械误差造成的反射会增加 测量误差。 C.1.3不应采用印制电路试验板作为校准标准。因为不同的印制电路板技术、加工控制和材料变化， 难以保证不同的电路板设计或加工技术对阻抗测量会具有相同的校准基准。印制电路板上“受控阻抗 线路”的阻抗值通常为指标值的士10%或土5%。在测量和应用中，这可能是合适的可接受的公差，但 是，对校准目的而言，这不应用来作为基线，
在试验电缆端头采用可追示的标准终端 将能更准确地测量试验装置印制电路板效果。专业试验 人员能准确地测出印制电路板装置的阻抗或传输特性，并且不准许试验设备试图校正任何装置突变。 图C.1和图C.2所示为用于板与板连接器采用SOLT校准线路结构的单端试验板。采用其他方法 交准，例如TRL，将需要不同的结构
图C.1典型的母板试验装置
图C.2典型的子板试验装置
试验板应包括标准线路，用于测量测量系统上升时间和已包含试验装置影响的TDR系统阶跃信 号幅度，以及TDR信号源和采样头响应时间。应注意采用该测量的阶跃幅度用于归一连接器反射将 会校正某些TDR系统/电缆间阻抗电平失配和在近端的试验板影响， 下述为推荐的试验装置配置。 C.2.1.1标准线路末端在一通孔内，并且与标准面层短接。该标准线路的长度应与连接至受试器件近 瑞的线路长度相同 有效阶跃信号上升时间和幅度等于该标准线路远端短路终端的负阶跌反射幅度和下降时间的 TDR测量值。当试验板的阻抗与TDR头和试验电缆的阻抗不能准确匹配时，从零反射电平至“短路” 或“一1o”电平的下降转变，将包括附加的正或负阶跃部分。推荐的用于测量有效试验系统波幅和下降 时间的波形部分如图C.3所示。 C.2.1.2标准线路末端在一通孔内，并且相对于相应的标准面层为开路。该标准线路的长度应与连接 至受测器件近端的线路长度相同。 C.2.1.3标准线路末端在一通孔内与样品环境阻抗连接。该标准线路的长度应与连接至受试器件近 端的线路长度相同。 C.2.1.4直通传输线路的长度等于单通道的总的装置线路长度（近端和远端线路的长度）。试验装置 应在两端备有相同的同轴电缆或探头连接处。 在此情况下，当与装置板一起使用时，TDR系统的有效上升时间和幅度根据该标准线路的TDT测 量（测量系统上升时间)确定。当试验板的阻抗与TDR的阻抗不准确匹配时，在传输的阶跌波形上将 会出现第二次延阶跃。推荐的用于测量有效试验系统波幅和上升时间的波形部分如图A.1所示。 注：试验板宜包括的标准结构（包括引线焊盘、接地、线路、通孔）与通常终端应用中的受试器件具有相同配置
括用于测量装置频域特性的标准线路，以便校正装置的影响（例如，阻抗突变）。可采用
图C.3近端标准曲线示例
（资料性附录） TDR阻抗曲线图说明 图D.1和图D.2为各种TDR阻抗曲线图示例并对各种曲线图提供了简要说明，但解释TDR曲线 的所有细微之处则超出了本附录所叙述的范围。因为试验装置的损耗、电路板线路的蚀刻问题、试验板 介质的变化和其他问题都可能引起显著的测量误差
图D.1和图D.2为各种TDR阻 中曲线图提供了简要说明，但解释TDR曲 斤有细微之处则超出了本附录所叙述的范围。因为试验装置的损耗、电路板线路的蚀刻问题、试验 质的变化和其他问题都可能引起显著的测量误差。
图D.1显示的TDR曲线（阻抗分布 CB装置子板以及开路终端。根据该TDR曲线，试验专业人员能确定如连接器的起始和终止（记录的 TDR时间测量值为往返、过去和返回值）、受试器件的最大和最小阻抗值以及样品的平均阻抗。应注 意，每条TDR曲线，在测量时，其测量系统上升时 特定的，并且该资料应连同测量的阻抗值报告
图D.1采用的测量系统上升时间为35ps时的连接器阻抗分布曲线示例
D.2采用的可变上升时间效应
图D.2显示了采用的可变上升时间效应（该曲线是采用软件滤波生成的）。所示上方的TDR阻抗 曲线（测量系统上升时间为35ps时测得）与下方的曲线（测量系统上升时间为1ns时测得）相比，阻抗 值的变化很大。这是由于采用了较快的测量系统上升时间提供了附加的分辨率。 注：附录F中叙述了一些可以改变有效信号上升时间的方法
上升时间为35ps和1ns时，电缆的阻抗分布
E.1当相关标准规定时，装置应能与激励线路远端连接的阻性终端进行测量（见图E.1和图E.2）。为 了减少任何寄生反射，建议将阻性终端同时连接至任一其他样品信号线路的近端和远端，这些信号线路 将与测量的信号线路产生强烈的电耦合。这些测量使用的大多数装置，在信号源和接收器端口内部端 接了50Q或75Q单端负载。 E.2在高频率下，由于信号和接地导线产生的寄生电抗，致使信号线路不可有理想的阻性终端，这些电 抗会影响测量结果。在此情况下，希望试验装置与实际应用的几何形状（寄生性的）完全相同
图E.2差分（平衡）终端
E.1与试验设备的不变上升时间相比，往往多个上升时间提供的高速电性能数据更关 TDR阶跃而言，上升时间可能远低于100ps，而不同应用场合的上升时间可能是其2~ 以其可能的最快上升时间作为指标提供的资料，将有助于了解能否将其用做互连系统 时间。
R阶跃而言，上升时间可能远低于100ps，而不同应用场合的上升时间可能是其2～10倍甚至更高。 其可能的最快上升时间作为指标提供的资料，将有助于了解能否将其用做互连系统运行的特定上升 间。 由于试验设备的技术越来越先进，许多技术已能被试验设备自身运用，若试验设备未运用这些技 时，还有其他方法。这些方法包括但不限于： 采用具有所需上升时间的阶跃发生器； 采用更快的阶跃发生器和硬件滤波器； 试验设备内的信号处理软件； 试验设备外部的信号处理软件： 采用数字信号处理（傅立叶逆变换）将频域测量转换为时域测量； 不采用任何方法（即仅采用未改变的TDR/TDT上升时间）。 注：专业试验人员宜了解试验系统内改变上升时间的所有滤波器。这不仅包括上面列举的方法，还包括电缆、印制 电路板线路、连接器等。在装置试验电路内，每一种装置构件都是必须的；按照总的有效测量系统上升时间宜 则量和了解这些构件对上升时间所具有的影响
由于试验设备的技术越来越先进，许多技术已能被试验设备自身运用，若试验设备未运用这些技 十，还有其他方法。这些方法包括但不限于： 采用具有所需上升时间的阶跃发生器； 采用更快的阶跌发生器和硬件滤波器； 试验设备内的信号处理软件： 试验设备外部的信号处理软件； 采用数字信号处理（傅立叶逆变换）将频域测量转换为时域测量； 不采用任何方法（即仅采用未改变的TDR/TDT上升时间）。 注：专业试验人员宜了解试验系统内改变上升时间的所有滤波器。这不仅包括上面列举的方法，还包括电缆、印制 电路板线路、连接器等。在装置试验电路内，每一种装置构件都是必须的；按照总的有效测量系统上升时间宜 测量和了解这些构件对上升时间所具有的影响
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G.1设计人员在设计高速数据传输试验用印制电路板时应依据若干原理。这些原理包括：由于阻抗失 配所引起的反射、由于狭窄导线的集肤效应所引起的信号衰减、由于过长线路引起的谐振效应、线路间 的串扰及其他等。可能影响印制电路板特性的因素包括通孔、SMT焊盘、探头接口等。这些特性在试 验装置中不可避免的会造成电气突变，并且对样品的阻抗结果造成不容忽视的影响。本附录不可能详 细地包含这些研究课题，而是试图为进一步分析和设计打下基础，并涉及了更详细论述该课题的读物。 本附录中列出了一些有关该课题的优秀参考书目。 G.2当印制电路板线路接近临界长度（定义按G.2.7)时，为避免由于反射造成的不正确结果，其设计 线路与试验设备的阻抗匹配成为主要问题。当印制板未采用嵌入式基准面时，控制印制电路板线路的 线性阻抗是困难的。基准面最好为一信号接地面，但若为充分去耦，可运用任一低阻抗基准面（包括电 玉面）。信号线路阻抗是由导线的几何形状、包括线路的宽度和厚度、与接地或其他基准面或导线间的 距离以及板材的介电常数决定的。若为差分线对，两条线路间的间距也很关键。有儿个公式可用于计 算印制电路板线路的阻抗，并且也可采用一些阻抗计算的软件工具。电路板阻抗公式应根据导线的相 对位置及其在电路板横截面内的位置来决定。常见的例子如图G.1和图G.2所示。
图G.1微带线a)和带状线b)的几何形状
G.2.1图G.1a)中所示为微带传输线的横截面。宽度为w厚度为t的信号线位于相对介电常数为e 玻璃环氧树脂板通常在4和5之间)的绝缘层表面顶部，信号线在接地或其他基准面上的高度为h 上述结构信号线的特性阻抗由式（G.1)"给出
87 5.98h Z. In /e,+1.41 (0.8w+t
Blood，WilliamR.，Jr.：MECL系统设计手册（Phoenix，AZ：摩托罗拉半导体产品公司，1988），第45页
G.2.2该值为近似值，因其假定导线的3面被空气包围；若导线表面涂覆了焊剂掩膜或其他材料（通常 如此），该材料较高的介电常数会使用式（G.1)计算出的阻抗值变低 G.2.3图G.1b)中所示是一种信号线被绝缘材料包围，两侧为接地或基准面的带状线结构。该带状线 结构的特性阻抗由式（G.2）给出
Z。 60, 46 [0.67xw(0.8+t/w)
式中： Z。 信号线特性阻抗； 相对介电常数； 6一绝缘层高度； 一信号线宽度； 信号线厚度。 .2.4还有一种类似结构，上述导线位于印制电路板表面内，只在一个方向邻近接地或基准面。这被
式中： Zo 信号线特性阻抗； Er 相对介电常数； 绝缘层高度； 信号线宽度； 信号线厚度。
G.2.4还有一种类似结构，上述导线位于印制电路板表面内，只在一个方向邻近接地或基准面。这被 你之为“埋人”式微带线或“覆盖”式微带线，如图G.2所示。
性阻抗由式（G.3)3给出
图G.2埋入式微带线的几何形状
60 5.98h Z0= In Ve. (0.8w+t
中： 信号线特性阻抗； 相对介电常数： 信号线在接地或其他基准面上的高度； 信号线宽度； Z 信号线厚度。 G.2.5式（G.1)～式(G.3)都用于处理单端（非平衡）信号线路。在差分（平衡）信号线路中，阻抗比惯用 的单端阻抗更难计算，要解决此类问题通常需采用场解算器软件。可能情况下建议不采用通孔，因为通 孔的电容会导致阻抗失配并因此在信号通道内产生反射。在采用表面接地面来构建带状线结构时，表 面与嵌人式接地面应通过通孔连接，间距不应超过入/8，以防止印制电路板上的谐振及其他寄生效应。 G.2.6由所谓集肤效应所引起的高频信号（或非正弦信号的高次谐波）衰减是一种众所周知的现象
当集肤深度3小于导体厚度4约1/3时，集肤效应将变得更加显著。在给定的有关频率下，以来为单位 的集肤深度由d=0.0660/f1/2给出5，或在1GHz时约为2.1mm。假设印制电路板线路采用的导体厚 度为典型的0.0014in(1.4mils或0.036mm，通常称为"1益司”铜），这表明在频率约为85MHz时，集 肤效应将变得显著。 G.2.7应考虑的另一种效应为谐振。谐振可能会导致意想不到的结果，甚至引起器件/装置振动。在激 励信号频率下，该效应不仅表现在激励信号频率处，而且也会出现在这些激励信号频率的谐波处，正方或 接近正方脉冲的频谱容量可能扩展超过预期的最高频率。显著频谱容量的最高频率可按mx=1/（元t，）计 算，式中t，为激励信号的上升或下降时间。 注：这与信号的周期无关，因此，对于具有1ns上升时间的100MHz信号，存在于该信号的显著频谱容量高达 300MHz。可能会由于谐振效应出现问题的印制电路板线路的“临界长度”由式(G.4)给出
式中： V一一在介质内的速度； f一有关频率。 介质内的速度为传输时延的倒数，或约为（1～2）×1010cm/sL（4～8）×10°in/s」，得出在300MH2 时，波长约为50cm（20in）。 G.2.9在设计印制电路板时应考虑串扰，尤其是在设计串扰测量装置时，但其他装置也相同。造成串 扰的原因主要是导体的几何形状（宽度、间距和接地高度）以及耦合长度，因此难以给予具体的指导。读 者可参阅对该课题的有关论述"。为将串扰减至最小，根据经验导线间距应为导体宽度的3倍。 G.2.10对线路延迟也应给予注意，尤其是在设计用于测量传输时延的装置时。为使装置上通道之间 的时延相等应增加线路长度，但不要采用锐角或蛇形布线。尖角或蛇形布线会造成通道阻抗失配，并且 由于图形的相邻支线间的耦合，蛇形布线会改变每单位长度的传输时延，这将导致难以量化实际的 时延。 G.2.11 一般性建议： 除非另有规定，所有铜层应为“一益司铜”，以便将由于集肤效应所造成的损耗减至最小。 将所有接地引线连接至所有接地面。 通孔连接的接地面间距不应大于入/8。填充通孔是允许的。 在任何种类电路板（如母板或子板）上的所有信号线路应具有相同长度。 在引出连接器引出线区域时线路应尽可能分开（非平行布线）.以防线路间串扰
5）Ramo，S.，Whinnery，J.R.，和VanDuzer，T.：通信电子学中的场与波（NewYork：Wiley，1969），第289页。 6）Ott，HenryW.：电子系统减噪技术（NewYork：Wiley，1976)，第111页。 7）Buchanan，MECL系统设计手册（Phoenix，AZ：摩托罗拉半导体产品公司，1988），第125页。 8）Buchanan，MECL系统设计手册（Phoenix.AZ：摩托罗拉半导体产品公司，1988），第114—122页
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注1：差分对应按接线对布线。 印制电路板线路的电气长度应尽可能短。 注2：对于时域反射测量，印制电路板线路的电气长度至少应为测量系统上升时间的3倍，以便能区别从受试 器件至试验板连接的突变。当采用通孔连接器（SMA、BNC等）时，线路长度可能需要大于测量系统上 升时间的3倍。 专业试验人员应了解试验装置阻抗失配将引起振铃?
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H.1.1优点： 易于重复测量（易紧/拧松精密同轴电缆）。 在相同样品上可重复测量。 样品制备较快（不需试验板）。 采购费用低廉的品种之一。 适用于高频率（10GHz～20GHz）。 H.1.2 缺点： 脆弱的焊接接头可能人为断裂。 间距可能受限（由于同轴电缆直径）。 焊接接头的阻抗突变。 不能模拟应用环境
易于测量操作。 测量速度。 低成本一—探头可在许多测量点重复使用。 1.2.2缺点： 电路负载。 由于可移动探头和用户经验影响了测量的可重复性。 带宽局限性 阻抗突变可能较显著。 探头电容与样品类似。 难以保持良好的接地连接
带宽高于手持式探头。 与手持式探头或SMA相比阻抗突变的可能性较小。 由于装置接地定距可多次重复测量。 可用匹配标准进行校准。 比其他类型探头的引脚间距小
成本高。 本质脆弱，探针易于折断。 仍需试验板。 反复使用会刮擦、损坏试验板上的焊盘。 可能需要特殊的校准标准。 信号与接地间距必须按采购时的规定并且不可改变， 不能手持一一通常需要定位构件。
H.4SMA连接（板上）
H.4. 1. 1 优点： 比焊盘上的探头或半硬电缆的机械坚固性好。 比焊盘上探头测量的可重复性好。 价格低于微探针。 可共同使用现有的试验电缆。 H.4.1.2 缺点： 比板上焊盘或半硬电缆昂贵。 有限的重复使用。 由于大的通孔和焊盘引线，阻抗突变大。 较大的物理尺寸。
1.4.2.1优点： 与通孔SMA相同（见上文）。 与通孔SMA相比阻抗突变较小。 1.4.2.2 缺点： 比通孔SMA的机械坚固性差。 有限的板厚选择。 比板上焊盘或半硬电缆昂贵。 有限的重复使用。 较大的物理尺寸。 安装在板的边缘 增加了线路长度和布线难度。
1.5.1SMB(注：通常为752.而不是502)
GB／T 15227-2019标准下载1.1优点： 卡锁连接一一比SMA连接快。 比焊盘上探头或半硬电缆机械坚固性好。 比焊盘上探头测量的可重复性好。
95.25072021/IEC6051
H.5.1.2缺点： 使用不广泛——需要专用试验电缆，成本比SMA高。 一比SMA带宽低。 较大的物理尺寸。
H.5.2.1优点： 良好的电性能。 H.5.2.2 缺点： 使用不广泛一一需要试验电缆等。 一比SMA昂贵。 H.5.3 BNC(由于带宽限制,建议不要用于500MHz以上)
建筑防水系统构造(二十六)（2017版 17CJ40-26）带宽高于软电缆。 成本低于软电缆。 H.6.1.2缺点： 机械坚固性较低（重复弯曲运动性能较差）。
H.6.2.1优点： 各种长度、带宽和相应价格易于选购。 易于调整受试器件的位置。 比半硬电缆更易重复使用。 H.6.2.2缺点： 比半硬电缆昂贵。